Розробка моста для режиму жорстких перемикань на нітрид-галієвих транзисторах Transphorm

  1. Особливості застосування GaN-транзисторів в мостових схемах
  2. Робота GaN-транзисторів в мостовій схемі без антипаралельних діодів
  3. Особливості топології друкованих плат
  4. ланцюги управління
  5. Особливості перемикання каськодного GaN-транзистора
  6. охолодження
  7. Особливості управління верхнім плечем моста
  8. Переваги рішень на GaN транзисторах
  9. Типові рішення Transphorm
  10. Висновок

Компанія Transform здійснила справжню революцію в схемотехніці силових перетворювальних пристроїв, представивши на ринку потужні каскодних GaN-транзистори на кремнієвій підкладці Компанія Transform здійснила справжню революцію в схемотехніці силових перетворювальних пристроїв, представивши на ринку потужні каскодних GaN-транзистори на кремнієвій підкладці. Це дозволило розпочати застосування мостових схем з жорсткою комутацією, в яких зменшено і опір у відкритому стані, і ємність затвора, а ККД досягає 99%.

Згідно з аналітичними прогнозами, світовий дохід від продажів силових напівпровідникових приладів (п / п), виготовлених за технологіями SiC (карбід кремнію) і GaN (нітрид галію), виросте до 2025 року до 3,7 млрд. Доларів США в порівнянні з 210 млн. в 2015 році. Очікується, що основними галузями застосування нових технологій будуть електротранспорт, у тому числі гібридні автомобілі, а також джерела живлення і перетворювачі напруги (інвертори), що працюють з фотоелектричними батареями. Зростаючий інтерес до нових технологій виробництва силових п / п обумовлений вимогами збільшення ККД і питомої потужності силових перетворювачів. Наприклад, використання GaN-транзисторів виробництва компанії Transphorm в инвертор потужністю 4,5 кВт дозволило зменшити габарити пристрою на 40% (рисунок 1) і підвищити ККД з 96,5% до 98% в порівнянні з інвертором на кремнієвих МОН-транзисторах.

Наприклад, використання GaN-транзисторів виробництва компанії Transphorm в инвертор потужністю 4,5 кВт дозволило зменшити габарити пристрою на 40% (рисунок 1) і підвищити ККД з 96,5% до 98% в порівнянні з інвертором на кремнієвих МОН-транзисторах

Мал. 1. Інвертори потужністю 4,5 кВт, виготовлені з використанням кремнієвих і GaN-транзисторів

Показником якості, що характеризує різні технології виготовлення високовольтних ключів для силової перетворювальної техніки, є комбінація максимального напруження (напруження пробою) і питомого опору ключа у відкритому стані. З діаграм на малюнку 2 видно, що технологія виготовлення кремнієвих МОН-транзисторів (Si) практично досягла своєї межі в області створення високовольтних ключів. Карбід кремнію (SiC) та нітрид галію (GaN) відносяться до п / п-матеріалами з великою шириною забороненої зони, завдяки чому вони здатні працювати при напруженості електричного поля на порядок більшою, ніж у кремнію (таблиця 1). Стосовно до силової перетворювальної техніки це означає, що транзисторні ключі, виготовлені за технологіями GaN і SiC, в порівнянні з кремнієвими МОП-транзисторами забезпечують менший опір ключа у відкритому стані і, відповідно, менші втрати при однаковому робочому напрузі. Переваги кремнієвих МОН-транзисторів, зокрема - їх менша вартість, зберігаються в низьковольтних застосуваннях. Що ж стосується високовольтних силових ключів, то тут основними конкурентами є SiC- і GaN-транзистори. Однак, як видно з таблиці 1, нітрид-галієві технологія забезпечує більш високу рухливість носіїв, внаслідок чого для GaN-транзисторів при однаковому з SiC-транзисторами робочій напрузі є можливість отримати менший опір ключа у відкритому стані і, відповідно, менші втрати потужності. Крім того, в порівнянні з SiC-транзисторами, GaN-транзистори, виготовлені на підкладці з кремнію (GaN-on-Si), використовують менш складний технологічний процес, що в перспективі дозволить знизити вартість високовольтних ключів.

Мал. 2. Показники якості різних технологій виготовлення високовольтних транзисторів

Таблиця 1. Порівняльні характеристики різних технологій виробництва силових подупроводнікових ключів

Найменування параметра Технологія виробництва силових п / п-ключів Si 4H-SiC GaN Максимальна напруженість електричного поля, 106 В / см 3 30 30 Рухливість носіїв заряду, см2 / В • з 1500 700 2000 Коефіцієнт теплопровідності, Вт / см • До 1,5 4,5 1,5

Особливості застосування GaN-транзисторів в мостових схемах

Широкому застосуванню GaN-транзисторів до недавнього часу перешкоджали технологічні труднощі отримання нітрид-галієвих структур, а також інверсна логіка управління - оскільки базова структура GaN-транзистора є нормально відкритим ключем. Силові високовольтні ключі виробництва компанії Transphorm є каскодних структуру, що складається з нормально-закритого низьковольтного МОП-транзистора і високовольтного GaN-транзистора з високою рухливістю електронів (рисунок 3). Завдяки цьому для управління GaN-транзисторами Transphorm можуть використовуватися такі ж драйвери затвора, як і для звичайних транзисторів з ізольованим затвором.

Завдяки цьому для управління GaN-транзисторами Transphorm можуть використовуватися такі ж драйвери затвора, як і для звичайних транзисторів з ізольованим затвором

Мал. 3. Каскодний GaN-транзистор виробництва компанії Transphorm: а) внутрішня структура; б) еквівалентна схема у вигляді нормально-закритого ключа

Робота GaN-транзисторів в мостовій схемі без антипаралельних діодів

Особливість потужних кремнієвих МОН-транзисторів - наявність в їх структурі паразитного pn-переходу, який при роботі транзистора в мостовій схемі здатний проводити струм в паузах між імпульсами комутації, тобто виконувати функції антипаралельними діода. Однак при проходженні струму через внутрішній діод МОП-транзистора в його pn-перехід відбувається накопичення неосновних носіїв заряду, в результаті чого при комутації МОП-транзистора в ланцюзі «стік-витік» утворюються імпульси зворотного струму відновлення діода. Ця проблема особливо актуальна в високовольтних мостових схемах, де паразитний внутрішній діод МОП-транзистора при прямому проходженні струму накопичує значний заряд, що призводить до великої амплітуді імпульсів зворотного струму і тривалого часу розсмоктування неосновних носіїв в pn-переході внутрішнього діода. У традиційних мостових схемах, виконаних на транзисторах з ізольованим затвором, паралельно внутрішньому диоду встановлюють зовнішній швидкодіючий антипаралельними діод (малюнок 4а), що збільшує габарити друкованої плати і вартість виробу.

У традиційних мостових схемах, виконаних на транзисторах з ізольованим затвором, паралельно внутрішньому диоду встановлюють зовнішній швидкодіючий антипаралельними діод (малюнок 4а), що збільшує габарити друкованої плати і вартість виробу

Мал. 4. полумостового схема: а) на звичайних транзисторах з ізольованим затвором; б) на і каскодних GaN-транзисторах Transp

У гібридних каскодних ключах виробництва компанії Transphorm нітрид-галієвий транзистор виконаний на основі чистого бездомішкового напівпровідникового матеріалу, внаслідок чого в ньому відсутня паразитний pn-перехід і в каналі може протікати в обох напрямках струм, що складається тільки з основних носіїв. При роботі в мостовій схемі струм в паузі між імпульсами комутації протікає через паразитний діод внутрішнього МОП-транзистора, проте інжектіруемого в нього заряд має малу величину завдяки низькому робочій напрузі МОП-транзистора. Внаслідок цього нітрид-Галієв транзистори Transphorm з високою рухливістю електронів (HEMT) представляють собою практично ідеальні ключові елементи для мостових схем завдяки здатності комутувати струм в паузах між імпульсами без використання додаткових антипаралельних діодів (рисунок 4б).

На малюнку 5 показано протікання струму в каскодних GaN-транзисторі в трьох режимах роботи:

  • При напрузі «стік-витік» VDS> 0 і напрузі на затворі більше порогового VGS> VTH транзистор відкритий в прямому напрямку (малюнок 5а). Падіння напруги «стік-витік» в прямому напрямку протікання струму визначається формулою 1:

, (1) , (1)

де RDS (on), Si і RDS (on), GaN - опір у відкритому стані МОП і GaN-транзисторів відповідно.

  • Протікання струму в зворотному напрямку відбувається при напрузі VDS <0, при цьому можливі два режими роботи в залежності від напруги «затвор-витік». При напрузі VGS <VTH (малюнок 5б) МОП-транзистор закритий і струм протікає через внутрішній діод МОП-транзистора і нормально-відкритий GaN-транзистор. Падіння напруги «витік-стік» в зворотному напрямку визначається формулою 2:

, (2) , (2)

де VSD-Si - падіння напруги на внутрішньому діоді МОП-транзистора, IF - струм витоку.

  • Падіння напруги «витік-стік» в зворотному включенні можна зменшити, подавши на затвор МОП-транзистора відмикається напруга VGS> VTH (малюнок 5в), при цьому падіння напруги «витік-стік» буде визначатися формулою 3:

(3) (3)

Як приклад: при зворотному струмі IF = 5 А зменшення падіння напруги «витік-стік» в режимі роботи в) в порівнянні з режимом роботи б) складе приблизно 0,8 В. При використанні режиму роботи в) необхідно забезпечити затримку між вимиканням одного транзистора напівмоста і включенням іншого ( «мертве» час) для запобігання наскрізних струмів.

Мал. 5. Протікання струму при трьох режимах роботи каськодного GaN-транзистора

Сучасні техпроцеси виготовлення кремнієвих МОН-транзисторів дозволяють сформувати в напівпровідникової структурі pn-перехід, який може виконувати функції антипаралельними діода завдяки пониженому значенням заряду зворотного відновлення QRR. Однак навіть у спеціальних серій МОП-транзисторів з швидким внутрішнім діодом величина Qrr перевищує цей же параметр GaN-транзисторів в 20 і більше разів при однакових опорах каналу у відкритому стані (малюнок 6).

Мал. 6. Процес зворотного відновлення: а) кремнієвого МОП -транзістора, б) каськодного GaN-транзистора виробництва компанії Transphorm (зафарбовані області на графіках показують величину заряду зворотного відновлення діода)

Особливості топології друкованих плат

вихідні ланцюги

Мал. 7. Еквівалентна схема вихідних ланцюгів польових транзисторів з урахуванням паразитних елементів друкованої плати

Паразитні індуктивності ланцюгів затвора і стоку значно впливають на перенапруження, перехідні коливальні процеси і, в цілому, на стійкість роботи мостових схем. Незважаючи на малі величини зарядів відновлення каскодних GaN-транзисторів, вони все ж не рівні нулю, і при перезаряді ємностей в ланцюзі стоку протікають струми з великою швидкістю зміни. Для зменшення амплітуди перехідних коливальних процесів необхідно мінімізувати паразитні індуктивності, позначені на малюнку 7 як LS1, LD1, LS2 і LD2, використовуючи для цього нізкоімпедансние силові і земляні провідники (полігони) і розміщуючи фільтруючі конденсатори якомога ближче до транзисторів. Вплив паразитної індуктивності LOUT при цьому незначно, так як вона включена послідовно з індуктивністю навантаження і в першому наближенні просто додає до неї деяку величину. Необхідно також мінімізувати довжину провідника між джерелом верхнього ключа (Q1) і стоком нижнього ключа (Q2), що досягається розміщенням обох транзисторів на загальному радіаторі «спина до спини», як показано на малюнку 8а. Для зменшення паразитної індуктивності стік Q1 підключений безпосередньо до плюсової шині харчування, а витік Q2 - до шини землі (малюнок 8а). Полігони землі і харчування знаходяться на внутрішніх шарах друкованої плати і на малюнку не показані. Вихідна ланцюг комутації утворена широким провідником, який з'єднує витік Q1 зі стоком Q2. Необхідно звернути увагу на те, що GaN-транзистори HEMT виробництва Transphorm в корпусі TO220 мають конфігурацію висновків GSD, на відміну від традиційної для МОП-транзисторів конфігурації GDS. Розташування виведення витоку в середній частині корпусу зменшує паразитне зв'язок між вхідними і вихідними ланцюгами. Високовольтні фільтруючі конденсатори SMD розміщені на нижньому боці друкованої плати (рисунок 8б), що дозволяє зменшити паразитне індуктивність провідників.

Паразитна ємність вихідний ланцюга комутації, позначена на малюнку 7 як COUT, збільшує комутаційні втрати, тому необхідно прагнути до зменшення загальної площі провідників, що утворюють вихідний ланцюг комутації, не допускаючи при цьому значного збільшення індуктивності ланцюга. Типова 4-шарова плата з відстанню 0,3 мм між зовнішнім шаром і внутрішнім земляним полігоном додає розподілену ємність приблизно 15 пФ / см2, отже, при частоті комутації 100 кГц кожен см² площі провідника додасть P = 1/2 • C • V2 • fs = 120 мВт комутаційних втрат.

Типова 4-шарова плата з відстанню 0,3 мм між зовнішнім шаром і внутрішнім земляним полігоном додає розподілену ємність приблизно 15 пФ / см2, отже, при частоті комутації 100 кГц кожен см² площі провідника додасть P = 1/2 • C • V2 • fs = 120 мВт комутаційних втрат

Мал. 8. Приклад розведення друкованої плати: а) силові шини, б) розміщення фільтруючих конденсаторів

Суттєвим моментом при розробці друкованих плат є використання окремих земельних полігонів для силових і сигнальних ланцюгів - вони повинні з'єднуватися між собою тільки в одній точці.

ланцюги управління

Мал. 9. Еквівалентна схема ланцюга управління, що включає в себе паразитні індуктивності висновків транзистора і зовнішніх ланцюгів

Для вхідних ланцюгів, що з'єднують вихід драйвера і затвор МОП-транзистора, також необхідно мінімізувати паразитні індуктивності, особливо індуктивність в ланцюзі витоку (LS2 на малюнку 9), яка є спільною для силового ланцюга і ланцюга керування. При зміні струму стоку dID / dt на його паразитного індуктивності формується напруга, яке додається послідовно з вихідним напругою драйвера в ланцюзі управління. Внаслідок цього для ланцюзі витоку необхідно використовувати нізкоімпедансние провідники друкованої плати. Основна проблема полягає в тому, що послідовно з індуктивністю провідників включена паразитная індуктивність виведення витоку корпусу TO220 (рисунок 6), яку неможливо зменшити, проте, як буде показано далі, можна оцінити її вплив для мінімізації обумовлених нею негативних ефектів.

Мал. 10. Осцилограми напруг «стік-витік» Vds і «затвор-витік» Vgs транзистора нижнього плеча (Q2) підвищуючого перетворювача 200 ... 400 В

У початковому інтервалі перехідного процесу включення транзистора струм стоку збільшується з нуля до величини струму навантаження (0 <ID <ILOAD), при цьому швидкість зміни dID / dt визначається струмом затвора. Оскільки напруга VDS в цьому інтервалі часу практично не змінюється, в струмі ID відсутня складова, розряду вихідний ємності. На індуктивності витоку формується напруга V = LdI / dt, яке віднімається з напруги на затворі. При меншому значенні струму затвора IG перехідний процес dI / dt стає повільнішим, внаслідок чого зменшуються напруга на паразитного індуктивності витоку і амплітуди пов'язаних з цією индуктивностью паразитних резонансів. Установка резистора в ланцюзі затвора (ZG на малюнку 10) дозволяє зменшувати IG, проте внаслідок малої величини ємності зворотного зв'язку CRSS каскодной схеми не може забезпечити обмеження швидкості зміни напруги вихідний ланцюга d (VDS) / dt. Звичайний спосіб обмеження розряду CRSS за допомогою резистора в ланцюзі затвора малоефективний, оскільки основна вихідна ємність CDS нерозряджаються через резистор затвора. Більш кращим є вибір драйвера затвора з меншим вихідним струмом для обмеження IG і dI / dt. У процесі включення каськодного GaN-транзистора при досягненні струмом стоку величини струму навантаження (ID> ILOAD), відбувається швидкий перехідний процес зі швидкістю dV / dt близько 100 В / нс. Ємнісний струм COSS, обумовлений зміною напруги d (VDS) / dt, протікає через паразитне індуктивність витоку, викликаючи коливальний процес. Пульсації напруги на паразитного індуктивності через вхідні ємність транзистора CISS впливають на вхідний ланцюг і впливають на зміну струму в ній. Установка невеликий ферритовой намистини SMD як ZG розриває паразитную ємнісний зв'язок і перешкоджає виникненню коливальних процесів струму затвора, не погіршуючи істотно форму імпульсів напруги на затворі. Як приклад на малюнку 10 показані осцилограми напруг «стік-витік» і «затвор-витік» з ферритовой бусиной, що має імпеданс 120 Ом на частоті 100 МГц, а на малюнку 11 - результати моделювання струму затвора з ферритовой бусиной і без неї. Як видно з малюнка 11, ферритовая намистина ефективно пригнічує високочастотні пульсації струму затвора і, що критично важливо, зміна напруги VGS в цьому випадку повністю визначається струмом через ємність CGS.

Мал. 11. Результати моделювання струму затвора: а) з ферритовой бусиной; б) без неї

Особливості перемикання каськодного GaN-транзистора

Мал. 12. Паразитні ємності транзистора QL нижнього плеча напівмоста в вимкненому стані, QH знаходиться в ключовому режимі

На малюнку 12 показана еквівалентна схема напівмоста в інтервалі часу, коли відбувається комутація транзистора верхнього плеча, транзистор нижнього плеча закритий, при цьому через нього протікає замикає струм в паузах між імпульсами комутації. При включенні транзистора QH в вихідний ланцюга комутації (S) з'являється напруга з високою швидкістю зміни dV / dt, яке створює струм IGD, що заряджає ємність CGD транзистора QL. Частина цього струму буде заряджати ємність CGS, збільшуючи напругу на затворі. При досить великому відношенні CGD / CGS збільшення напруги VGS може привести до включення нижнього транзистора QL. Однак в каскодних GaN-транзисторах це відношення надзвичайно мало, наприклад, для TPH3006 CGD = 4,5 пФ, а величина CGS становить 720 пФ при VGS = 0, і більше 2000 пФ у включеному стані. На малюнку 12 показана еквівалентна схема напівмоста в інтервалі часу, коли відбувається комутація транзистора верхнього плеча, транзистор нижнього плеча закритий, при цьому через нього протікає замикає струм в паузах між імпульсами комутації

Мал. 13. Осцилограми виключення нижнього транзистора QL. Зверху - вниз: напруга «стік-витік» з масштабуючим коефіцієнтом 1: 100, струм в індуктивності, зовнішня напруга «затвор-витік»

Зверху - вниз: напруга «стік-витік» з масштабуючим коефіцієнтом 1: 100, струм в індуктивності, зовнішня напруга «затвор-витік»

Мал. 14. Схема управління затвором каськодного GaN-транзистора з негативним напругою
зміщення

Більш суттєвою проблемою.Більше, чем ємнісній зв'язок через CGD каскодной парі, є Ємність CGD_Si низьковольтних кремнієвого МОП-транзистора. Напруга «СТІК-вітік» кремнієвого МОП-транзистора VDS_Si (рисунок 12) при вісокій швідкості dV / dt может зроста до величини -VTH GaN-транзистора. У цьому випадку відношення CGD_Si / CGS матиме значний вплив. Осцилограми на малюнку 13 показують, що при зміні VDS_Si напруга VGS швидко наближається до порогового рівня, однак, так як підвищення VDS_Si відбувається при закритому GaN-транзисторі, струм стоку кремнієвого МОП-транзистора, обумовлений збільшенням VGS, повинен спочатку розрядити затвор GaN-транзистора до того, як через транзистор почне протікати зовнішній струм. Тому миттєве включення кремнієвого польового транзистора не обов'язково призведе до появи зовнішнього струму стоку. Для підвищення завадостійкості транзистора можна використовувати схему управління затвором, що створює невелике негативне напруга зсуву, наприклад таку, як показано на малюнку 14. Однак в оціночних платах виробництва компанії Transphorm негативний зсув затвора не використовується, при цьому в процесі роботи не спостерігається екстремально великих комутаційних втрат, обумовлених помилковим включенням нижнього транзистора полумостовой схеми.

охолодження

Радіатор слід підключати до ланцюга заземлення змінного струму. У оціночної плати, фрагмент якої показаний на малюнку 8, радіатор електрично з'єднаний з полігоном землі (негативним полюсом джерела живлення), при цьому обидва транзистора ізольовані від радіатора. Для транзистора нижнього плеча ємність між пластиною корпусу TO220 і радіатором не критична, оскільки пластина з'єднана з витоком, тому транзистор може бути встановлений безпосередньо на радіатор. Однак при цьому можливе протікання струму навантаження через радіатор. Якщо надійне з'єднання між пластиною корпусу транзистора і радіатором неможливо або небажано - необхідно використовувати ізолюючу прокладку. Для транзистора верхнього плеча ємність між пластиною TO220 і радіатором буде збільшувати комутаційні втрати, тому необхідно використовувати ізолюючу прокладку збільшеної товщини і / або з низькою діелектричною проникністю. Дану паразитную ємність можна виключити при використанні в верхньому плечі транзистора Transphorm з підключенням до пластини корпусу виведення стоку, наприклад, TPH3006PD. Однак оскільки структура внутрішнього сполучення «сток-пластина» відрізняється від структури сполуки «витік-пластина», паразитні резонансні ємності, що виникають в полумостовой схемою, будуть мати більш складний характер.

Особливості управління верхнім плечем моста

Внаслідок високих швидкостей зміни напруги драйвер затвора верхнього плеча повинен володіти хорошою стійкістю до синфазним перешкод. Для зменшення dI / dt доцільно вибирати драйвер затвора з меншим вихідним струмом: наприклад, хороший результат показують драйвери з вихідним струмом 0,5 А.

Типова бутстрепная схема харчування (схема з плаваючим харчуванням) верхнього плеча моста містить елементи R4, D1, C12 і C13. Ємність переходу D1 безпосередньо впливає на комутаційні втрати, тому в якості D1 повинен використовуватися швидкий діод з малою ємністю переходу. Резистор R4 призначений для обмеження струму заряду конденсатора, його величина становить 10 ... 15 Ом. Якщо для живлення драйвера верхнього плеча використовується ізольований DC / DC-перетворювач, його прохідна ємність грає ту ж роль, що і ємність переходу D1 в бутстрепной схемою. Індуктивність, включена послідовно з цієї ємністю, створить додаткову резонансну ланцюг, яка буде порушуватися при кожному імпульсі комутації, що вимагає ретельної розводки цього вузла на друкованій платі. При використанні плаваючого джерела живлення може виявитися корисною установка синфазного Помехоподавляющие дроселя.

Переваги рішень на GaN транзисторах

Мал. 15. Залежність струму стоку ID від напруги «стік-витік» VDS в закритому стані кремнієвого МОП -транзістора (CoolMOS) і каськодного GaN-транзистора (GaN-on-Si HEMT) при температурі 175 ° C

У таблиці 2 наведено порівняння основних параметрів каськодного GaN-транзистора Transphorm і сучасного МОП-транзистора (Superjunction MOSFET) при використанні в якості високовольтних ключів в мостовій схемі. GaN-транзистор TPH3006PS має значно менший заряд «затвор-витік» QGD, що забезпечує швидшу комутацію і, відповідно, значно менші комутаційні втрати в порівнянні з кремнієвим МОП-транзистором. При цьому повний заряд затвора QG GaN-транзистора також значно менше, що дозволяє використовувати для його управління драйвери затвора з меншим вихідним струмом.

Графіки на малюнку 15 характеризують здатність 600-вольтів транзисторних ключів працювати при високих температурах корпусу транзистора, характерних для сучасної перетворювальної техніки. При температурі 175 ° C струм стоку ID кремнієвого МОП-транзистора (CoolMOS) швидко зростає при наближенні напруги «стік-витік» VDS в закритому стані до максимального значення 600 В, в той час як струм стоку каськодного GaN-транзистора (GaN-on- Si HEMT) зростає порівняно повільно до напруги приблизно в 1 кВ, що значно перевищує робочу напругу.

Таблиця 2. Порівняльні характеристики каськодного CaN-транзистора TPH3006PS і МОП-транзистора серії Superjunction MOSFET

Параметр Позначення Найменування Superjunction MOSFET TPH3006PS Максимальна напруга «стік-витік» при температурі 25 ° C, В VDS (25 ° C) 600 600 Опір каналу при температурі 25 ° C, Ом RDS (on) (25 ° C) 0,14 ... 0,16 0,15 ... 0,18 Повний заряд затвора, нКл QG 75 6,2 заряд «затвор-стік», нКл QGD 38 2,2 Ефективна вихідна ємність, яка визначається за енергії, накопиченої при зміні VDS від 0 до 480 В, пФ Co (er) 66 56 Ефективна вихідна ємність, яка визначається за часом заряду при зміні VDS від 0 до 480 В, пФ Co (tr) 314 110 Заряд зворотного відновлення внутрішнього діода, нКл QRR 82001 542 Час зворотного відновлення внутрішнього діода, нс tRR 4601 302 Примітки: 1 - VDS = 400 В, IDS = 11,3 А, di / dt = 100 А / мкс; 2 - VDS = 480 В, IDS = 9 А, di / dt = 450 А / мкс.

Типові рішення Transphorm

Одним з типових рішень Transphorm є двотактний безмостовой коректор коефіцієнта потужності (ККП), виконаний за схемою підвищувального перетворювача напруги (рисунок 16) з наступними характеристиками:

  • діапазон вхідної змінної напруги 85 ... 265 В;
  • вихідну постійну напругу 387 ± 5 В;
  • максимальна потужність навантаження 4400 Вт;
  • частота комутації 66 кГц.

Мал. 16. Двотактний безмостовой ККМ з комутатором напруги: а) на діодах; б) на МОП-транзисторах

Двотактний безмостовой ККМ з комутатором напруги: а) на діодах;  б) на МОП-транзисторах

Мал. 17. Сигнали управління затворами SD1 і SD2

ККМ працює в режимі безперервних струмів дроселя (CCM), що виявилося можливим завдяки низьким комутаційним втрат і малому часу зворотного відновлення, властивим каскодних GaN-транзисторів. ККМ містить «швидке» плече на каскодних GaN-транзисторах Q1 і Q2, що працює на частоті комутації, і «повільне» плече, комутуюче напівхвилі мережевої напруги за допомогою діодів D1, D2 або МОП-транзисторів SD1, SD2. При позитивній напівхвилі напруги мережі через відкритий D1 (SD1) вхідні лінія змінного струму підключена до вихідний загальної шини живлення. При цьому Q1 виконує функцію активного ключа підвищуючого перетворювача, а Q2 - синхронного випрямляча. При негативній напівхвиль напруги мережі через відкритий D2 (SD2) вхідні лінія змінного струму підключена до вихідний плюсовій шині харчування, відповідно, функції Q1 і Q2 міняються місцями.

Мал. 18. Графіки залежності ККД і втрат потужності від потужності навантаження двухтактного безмостового ККМ на GaN-транзисторах при напрузі мережі 85 В (бордовий), 115 В (зелений), 180 В (червоний) і 230 В (синій)

Заміна діодів, комутуючих мережеве напруга, МОП-транзисторами дозволяє знизити втрати за рахунок меншого падіння напруги в відкритому стані, проте сигнали управління МОН-транзисторами повинні подаватися з деякою паузою щодо моменту сигналу полярності напруги (рисунок 17). Це обумовлено стрибкоподібним зміною коефіцієнтів заповнення імпульсів комутації Q1 і Q2 (від 0 до 100% одного ключа і від 100% до 0 - іншого) при переході напруги через нуль. Через велику часу відновлення внутрішніх діодів SD1 і SD2 напруга VD (малюнок 16б) не може швидко змінитися від 0 до VDC або від VDC до 0, внаслідок чого в цьому ланцюзі виникає кидок струму. Для м'якого перемикання з однієї напівхвилі на іншу в управління затворами SD1 і SD2 вводяться паузи, складові кілька періодів комутації, протягом яких обидва ключа SD1 і SD2 закриті і працюють їхні внутрішні діоди. Крім того, оскільки ККМ працює в режимі безперервних струмів, порівняно велика індуктивність вхідного дроселя обмежує амплітуду кидків струму. Результати вимірювання ККД двухтактного безмостового ККМ (рисунок 18) показують максимальне значення 99% при напрузі мережі 230 В і потужності навантаження 1500 Вт.

Мал. 19. Структурна схема інвертора (перетворювача постійної напруги в змінну) потужністю 4,5 кВт

Структурна схема інвертора (перетворювача постійної напруги в змінну) потужністю 4,5 кВт

Мал. 20. Залежність ККД інвертора від потужності навантаження

Іншим прикладом типових рішень Transphorm є інвертор (рисунок 19) з наступними характеристиками:

  • вхідна напруга живлення 400 В;
  • вихідна однофазное змінну напругу 240 В, 50/60 Гц;
  • частота комутації 50 кГц.

Максимальний ККД інвертора становить 99% при потужності навантаження 1 ... 2 кВт (рисунок 20).

Висновок

В силової перетворювальної техніки деякі перспективні топології, основні на використанні мостових схем з жорсткою комутацією, тривалий час не отримували розвитку через відсутність відповідної елементної бази. Це обумовлено тим, що до силових ключів, особливо в високовольтних застосуваннях, пред'являлися вимоги, що вважалися раніше несумісними - малий опір ключа у відкритому стані для зниження втрат провідності і малий час перемикання для зниження комутаційних втрат. Для найбільш масових п / п-ключів - кремнієвих МОН-транзисторів - обмежуючим фактором є мала ширина забороненої зони кремнію, внаслідок чого високовольтні ключі на основі МОП-транзисторів мають або великий опір каналу у відкритому стані, або велику ємність затвора. Таким чином, кремнієва технологія виробництва високовольтних ключів практично вичерпала можливості щодо зниження одночасно і кондуктивних, і комутаційних втрат.

Компанія Transphorm, анонсувавши революційну технологію виробництва нітрид-галієвих транзисторів на підкладці з кремнію, змогла вирішити більшу частину проблем, пов'язаних з виробництвом високовольтних ключів. Велика ширина забороненої зони у нітриду галію дозволяє створювати високовольтні ключі з малим опором у відкритому стані, а каскодних схема, що складається з високовольтного GaN-транзистора і низьковольтного МОП-транзистора, дозволила значно зменшити ємність затвора і час зворотного відновлення внутрішнього діода. Переваги каскодних GaN-транзисторів виробництва компанії Transphorm наочно демонструє коректор коефіцієнта потужності на основі полумостовой схеми з жорсткою комутацією, що забезпечує ККД 99% при потужності навантаження 1,5 кВт. Фактично, технологія виробництва каскодних GaN-транзисторів компанії Transphorm відкриває нові напрямки в схемотехніці силових перетворювальних пристроїв - мережевих джерел живлення, інверторів і драйверів електродвигунів.

Таблиця 1. Порівняльні характеристики різних технологій виробництва силових п / п-ключів

Найменування параметра Технологія виробництва силових п / п ключів Si 4H-SiC GaN Максимальна напруженість електричного поля, 106 В / см 3 30 30 Рухливість носіїв заряду, см2 / В • з 1500 700 2000 Коефіцієнт теплопровідності, Вт / см • До 1,5 4 , 5 1,5

Таблиця 2. Порівняльні характеристики каськодного CaN-транзистора TPH3006PSі МОП-транзистора серії Superjunction MOSFET

Параметр Позначення Найменування Superjunction MOSFET TPH3006PS Максимальна напруга «стік-витік» при температурі 25 ° C, В VDS (25 ° C) 600 600 Опір каналу при температурі 25 ° C, Ом RDS (on) (25 ° C) 0,14 ... 0,16 0,15 ... 0,18 Повний заряд затвора, нКл QG 75 6,2 заряд «затвор-стік», нКл QGD 38 2,2 Ефективна вихідна ємність, яка визначається за енергії, накопиченої при зміні VDS від 0 до 480 В, пФ Co (er) 66 56 Ефективна вихідна ємність, яка визначається за часом заряду при зміні VDS від 0 до 480 В, пФ Co (tr) 314 110 Заряд зворотного відновлення внутрішнього діода, нКл QRR 82001 542 Час зворотного відновлення внутрішнього діода, нс tRR 4601 302 Примітки: 1 - VDS = 400 В, IDS = 11,3 А, di / dt = 100 А / мкс; 2 - VDS = 480 В, IDS = 9 А, di / dt = 450 А / мкс.

Разделы

» Ваз

» Двигатель

» Не заводится

» Неисправности

» Обзор

» Новости


Календарь

«    Август 2017    »
ПнВтСрЧтПтСбВс
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
 

Архив

О сайте

Затраты на выполнение норм токсичности автомобилей в США на период до 1974 г.-1975 г произошли существенные изменения. Прежде всего следует отметить изменение характера большинства работ по электромобилям: работы в подавляющем большинстве стали носить чисто утилитарный характер. Большинство созданных в начале 70х годов электромобилей поступили в опытную эксплуатацию. Выпуск электромобилей в размере нескольких десятков штук стал обычным не только для Англии, но и для США, ФРГ, Франции.

ПОПУЛЯРНОЕ

РЕКЛАМА

www.school4mama.ru © 2016. Запчасти для автомобилей Шкода