Практичне застосування ПОЛЬОВИХ ТРАНЗИСТОРОВ

1. АКТИВНІ RC-ФІЛЬТРИ На практиці часто виникає необхідність в різного роду схемах частотної селекції...
2. ВИМІРЮВАЛЬНІ ПРИЛАДИ НА ПОЛЬОВИХ транзисторах
3. Розшірювачі ДІНАМІЧНОГО діапазону

АКТИВНІ RC-ФІЛЬТРИ

На практиці часто виникає необхідність в різного роду схемах частотної селекції сигналів, що здійснюється електричними фільтрами.

Використання пасивних фільтрів в області низьких і інфранизьких частот дуже часто не представляється можливим через їх неприйнятних габаритів і маси, низькій вибірковості і схильності впливу магнітних полів.

Активні RC-фільтри вільні від перерахованих недоліків пасивних фільтрів, що працюють в області інфранизьких частот.

Основною трудністю в побудові підсилювачів активних RC-фільтрів є забезпечення високої стабільності коефіцієнтів передачі і великих значень вхідних опорів [4]. Проблема забезпечення високих вхідних опорів підсилювачів (для зниження ємності конденсаторів) досить просто вирішується використанням польових транзисторів. Застосування спеціально розроблених для активних фільтрів мікросхем типу К2СС841, К2СС842 дозволяє спростити розрахунок, отримати хороші електричні характеристики, зменшити габарити і підвищити надійність фільтрів [12, 13].

Теорія і розрахунок активних фільтрів добре викладені в [3-5]. Тому тут будуть розглянуті лише практичні схеми фільтрів і методика їх налаштування.

Підсилювачі для активних фільтрів. На рис. 1, а зображена схема простого двухкаскадного підсилювача на польовому і біполярному транзисторах, який знайшов широке застосування в активних фільтрах. Температурний коефіцієнт зміни коефіцієнта передачі підсилювача (ТКК) в даній схемі зменшений в результаті введення негативного зворотного зв'язку, а також вибором напруги відсічення (відповідного типу транзистора).

Мал. 1. Схеми УПТ для активних RC-фільтрів.
а - простий двохкаскадний УПТ; б - високоякісний УПТ.

Введення резистора R3 в ланцюг бази біполярного транзистора Т2 еквівалентно збільшенню внутрішнього опору джерела сигналу для другого каскаду. В [4] показано, що при R3≥Rвх2 ТКК другого, каскаду стає позитивним, що частково компенсує негативний (при Uотс> 0,6 В) коефіцієнт передачі підсилювача.

Мал. 2. Принципова схема ФНЧ.

Розглянемо схему більш складного підсилювача, призначеного також для побудови активних RC-фільтрів (рис. 1, б) [1]. Польовий транзистор T1 і біполярний pnp - транзистор Т2 включені за каскодной схемою. Напруга зсуву для каскодной пари задається за допомогою стабілітрона Д2 з напругою стабілізації 6,8 В. На витік польового транзистора сигнал в фазі з вхідним сигналом подається через емітерний повторювач на транзисторі Т3. Струм зміщення ПТ встановлюється за допомогою змінного резистора в колекторної ланцюга транзистора Т2. При регулюванні потенціометром R1 домагаються, щоб похибка підсилювача по постійному струму дорівнювала нулю.

Практична схема фільтра. На рис. 2 зображена принципова схема ФНЧ. Апроксимація по Чебишеву при заданому числі елементів дозволяє отримати найбільшу вибірковість. Параметри фільтра наступні:

Частота зрізу, Гц 100 Нерівномірність АЧХ в смузі пропускання, дБ <0,5 Загасання на частоті 130 Гц, дБ> 30

Таблиця 1

Значення власних частот ланок і коефіцієнтів передачі підсилювачів наведені в табл. 2.

Параметр Номер ланки I II III IV Коефіцієнт передачі 0,69 1,04 1,19 1,28 Власна частота, Гц 32,24 61,15 87,01 101,3

Таблиця 2

Розрахунок фільтра проводився за методикою, запропонованою в [4].

Ланки фільтра мають безпосередній зв'язок, завдяки чому забезпечується проходження постійної складової сигналу. Установка необхідних значень коефіцієнтів передачі проводиться підбором резисторів R5, R10, R16, R21. Стабільність параметрів ФНЧ досягається відповідним вибором напруги відсічення польових транзисторів (типу транзистора), а також включенням в бази транзисторів резисторів R15, R22. Їх компенсує дію розглянуто в [4].

Методика настройки активного RC-фільтра. Активні фільтри реалізуються шляхом каскадного включення виборчих ланок, тому амплітудно-частотна характеристика фільтрів є твором АЧХ ланок, причому форма АЧХ і розташування її на осі частот визначаються значеннями коефіцієнта загасання і власної частоти ланки. Звідси випливає, що для налаштування фільтра необхідно точно встановити розраховані значення власних частот і коефіцієнтів загасання ланок.

Методику настройки фільтра проілюструємо на прикладі ФНЧ, зображеного на рис. 2.

Спочатку встановлюється власна частота першої ланки 32,24 Гц (табл. 5), для чого каскад, виконаний на транзисторах Т1 і Т2, вводять в режим генерації, підвищуючи коефіцієнт передачі підсилювача за допомогою збільшення опору резистора R5 (його на час налаштування фільтра слід замінити потенціометром ).

Слід зауважити, що амплітуду коливань для більш точного вимірювання частоти необхідно встановлювати мінімально можливою. Вимірявши частоту отриманих коливань і зіставивши її з розрахунковим значенням, необхідно зміною опору резисторів R1 і R2 (або ємностей конденсаторів С1 і С2) встановити необхідну власну частоту ланки.

Потім, встановивши таким же чином власні частоти інших ланок, слід виставити необхідні значення коефіцієнтів передач. Для цього, подаючи на вхід каскаду за допомогою генератора напруга з частотою, що дорівнює власній частоті ланки, зміною опору резистора R5 виставляють розрахункове значення коефіцієнта передачі. Після попереднього налаштування кожної ланки визначається АЧХ всього фільтра і здійснюється коректування значень коефіцієнтів передачі підсилювачів (за допомогою резисторів R5, R10, R16, R21) з метою отримання необхідної нерівномірності в смузі пропускання.

При складанні схем ФНЧ і ФВЧ ланки доцільно включати в порядку збільшення коефіцієнтів передачі підсилювачів, при цьому забезпечується найбільший динамічний діапазон.

Реалізація фільтрів на основі мікросхем К2СС841 і К2СС842. Подальшим кроком на шляху до микроминиатюризации виборчих систем є застосування мікросхем типу К2СС841, К2СС842, спеціально розроблених для побудови активних RC-фільтрів [12, 13].

Використання даних мікросхем в схемах фільтрів дозволяє спростити їх розрахунок, виготовлення та налагодження, зменшує габарити і підвищує надійність.

Мікросхема К2CC842, принципова схема якої зображена на рис. 3, містить три активних високоякісних елемента, у вхідних каскадах яких застосовані польові транзистори, і один емітерний повторювач на біполярному транзисторі.

Мал. 3. Мікросхема К2СС842.

Значення вхідних опорів для всіх трьох підсилювачів становить кілька тисяч мега. Максимальна амплітуда сигналу на виході кожного з підсилювачів, при якій значення коефіцієнта гармонік не перевищує 2%, не менше 2,5-3 В. Рівень власних шумів кожного підсилювача не перевищує 10 мкВ в смузі частот 1 Гц - 40 кГц. Вихідний опір не більше 75 Ом [5].

Середнє значення нестабільності коефіцієнта передачі при включенні підсилювачів за схемою Істоковий повторителей (при цьому 0,98 <К <1) і зміні температури від -45 до + 55 ° С становить 0,3%.

На базі мікросхеми К2СС842 можна проектувати фільтри нижніх і верхніх частот з крутизною спаду до 60 дБ на октаву при зміні температури навколишнього середовища від -20 до + 55 ° С і з крутизною загасання до 40 дБ на октаву, що працюють стабільно при зміні температури від -45 до + 55 ° С [5].

Великі значення вхідних опорів одиничних підсилювачів дозволяють будувати фільтри для діапазону низьких і інфранизьких частот.

Мал. 4. ФНЧ на мікросхемі К2СС842.

На рис. 4 зображена принципова схема чебишовського фільтра, де в якості активного елементу використовується мікросхема К2СС842. За даними [5] такий фільтр володіє наступними технічними характеристиками:

Частота зрізу, Гц 10 Нерівномірність АЧХ в смузі пропускання, дБ 0,2 Крутизна спаду АЧХ, дБ / октаву 35

Таблиця 3

Мікросхема типу К2СС841, що представляє собою операційний підсилювач (див. ПРАКТИЧНІ СХЕМИ ОУ ), Також досить часто використовується для побудови активних RC-фільтрів. При використанні ОУ стабільність характеристик фільтра практично визначається тільки стабільністю його пасивних компонентів. Крім того, ОУ як активний елемент RC-фільтрів має досить високою універсальністю. Про методи побудови активних фільтрів на основі ОУ і їх практичні реалізації можна знайти в [5, 11].

РЕЛЕ ЧАСУ

Реле часу знаходять широке застосування у всіх областях сучасної науки і техніки. Найбільшого поширення набули реле часу, що використовують електричний принцип створення тимчасової затримки, що пояснюється їх відносною простотою, дешевизною, універсальністю і високою надійністю.

Для отримання великих витягів часу в схемах на біполярних транзисторах доводиться використовувати накопичувальні конденсатори великої ємності, у яких, однак, великий струм витоку.

Застосування польового транзистора в електронному реле часу дозволяє завдяки високому вхідному опору в кілька разів зменшити ємність накопичувальних конденсаторів, тим самим істотно знизивши габаритні розміри електронного реле і підвищивши точність витримки без погіршення інших характеристик.

Принципова схема електронного реле часу з двома джерелами живлення наведена на рис. 5, а [2]. Розглянемо принцип дії такого реле часу. При замиканні ключа починається процес заряду ємності С1 від джерела Е1 при цьому польовий транзистор Т1 закривається за рахунок великого позитивного потенціалу, прикладеного до його затвору. Так як польовий транзистор виявляється закритим, то струм через його канал не протікає. Тому напруга Uбе біполярного транзистора Т2 дорівнює нулю і останній виявляється також закритим, всю напругу джерела Е2 докладено до вихідних клем реле часу. Після розмикання ключа До конденсатор C1 починає повільно розряджатися через резистор R.

Мал. 5. Реле часу на ПВ.
а - схема з двома джерелами живлення; б - вихідна характеристика реле часу; в - схема з одним джерелом живлення; г - найпростіша схема реле часу.

При його розряді до напруги, рівного напрузі відсічення польового транзистора, Т1 відкривається; через канал ПТ з'являється струм стоку, який буде створювати падіння напруги на резисторі R1 негативною (отпирающей) полярності для біполярного транзистора Т2 (момент t1 - рис. 5, б). Цей процес буде йти до тих пір, поки транзистор не увійде в режим насичення, при цьому напруга на виході реле часу практично дорівнюватиме нулю (момент t2 - рис. 5, б).

При значеннях R = 100 МОм і С1 = 10 мкФ реле часу (рис. 5, а) забезпечує витримку приблизно t1 = 34 хв і t2 = 48 хв. Для орієнтовного визначення тривалості витримки можна скористатися формулою t1≈2RC.

До недоліків реле часу (рис. 5, а) слід віднести: наявність двох джерел живлення; наявність лінійно падаючого ділянки вихідної напруги (від t1 до t2); невисоку стабільність часу витримки.

На рис. 5, в зображена принципова схема реле, у якого витримка часу відраховується з моменту замикання ключа К.

При номіналах деталей, зазначених на рис. 5, в, отримано витяг приблизно 27 с. Опором резистора R1 і ємністю конденсатора С1 можна змінити тривалість витримки. Зміна температури від 20 до 60 ° С призводить до похибки витримки на 4%.

Тимчасова зміна напруги на виході реле показано на рис. 5, б. Хоча в даній схемі використовується одне джерело живлення, їй притаманний той же недолік, що і попередній схемі: наявність лінійно-змінюється вихідної напруги (від t1 до t2).

Останній недолік усунений в реле часу, принципова схема якого представлена ​​на рис. 5, м

У момент замикання ключа До конденсатор С починає заряджатися через резистор R до моменту часу, поки польовий транзистор не почнеться проводити. Як тільки польовий транзистор відкриється, то в ланцюзі бази біполярного транзистора Т2 з'явиться базовий струм, який викличе появу колекторного струму, в результаті чого на резисторі Rн утворюється падіння напруги, що відкриває польовий транзистор Т1. Відбувається регенеративний процес, що приводить до швидкого відмикання обох транзисторів.

При номіналах времязадающей ланцюжка R = 100 мОм і С = 10 мкФ отримано час витримки приблизно 30 хв.

Для реалізації часу витримки, яка обчислюється годинами або навіть цілодобово з хорошою відтворюваністю, слід звести до мінімуму вплив струмів витоку колами затворів, застосувавши, наприклад, МОП-транзистори і конденсатори з великим опором витоку. Реле часу, виконане з урахуванням цих рекомендацій, забезпечувало час витримки до 30 год з відтворюваністю кращої 1% [7].

ВИМІРЮВАЛЬНІ ПРИЛАДИ НА ПОЛЬОВИХ транзисторах

На практиці досить часто виникає необхідність вимірювання напруги в високоомних ланцюгах (ланцюга затворів ПТ і керуючих сіток ламп), в яких використання таких широко поширених приладів як ТТ-1, ТЛ-4 (і їм подібних) неможливо через їхню низьку вхідного опору. Лампові вольтметри, що володіють високим вхідним опором, досить громіздкі і вимагають деякого часу на прогрів ламп.

Для вимірювання опорів, що обчислюються мегаомах (наприклад, опір ізоляції датчиків), необхідний також легкий, надійний і зручний прилад, що особливо важливо при проведенні вимірювань опору ізоляції датчиків в корпусах літаків, кораблів і т. Д. На допомогу приходять компактні і економічні прилади, виконані на польових транзисторах.

Мал. 6. Принципова схема вольтомметра.

На рис. 6 зображена принципова схема вольтомметра [8], що дозволяє при вхідному опорі 10 МОм вимірювати постійну напругу до 500 В в шести піддіапазонах: 0-1, 0-2,5; 0-10; 0-25; 0-100 та 0-500 В. Тут є також можливість вимірювати опору від 100 Ом до 100 МОм, причому для цього не потрібно підключати додаткове джерело живлення. Підсилювач вольтметра для зменшення дрейфу нуля виконаний з диференціальної схемою з загальним стоком. У ланцюзі витоків включений вимірювальний прилад. Послідовно з мікроамперметром включені резистори R15 і R16, які служать для установки струму, що відхиляє стрілку приладу на всю шкалу. Потенціометром R13 проводиться установка нуля. Для захисту транзистора Т1 від змінних і імпульсних напруги служить ланцюжок R11C1; ланцюжок R17C2 з аналогічним призначенням з'єднує затвор польового транзистора Т2 з позитивним полюсом джерела живлення. Для захисту від великих постійних напруг до входу каскаду на транзисторі Т1, підключений кремнієвий стабілітрон Д1, який обмежує напругу на вході до 8-9 В. Резистори R18-R2l і потенціометр R22 представляють собою дільник, з виходу якого на вхід омметра надходить постійна напруга живлення 1 В. Резистори дільника підбираються так, щоб його вхідний опір становило 1 кОм. Перемикач піддіапазонів В1 механічно пов'язаний з перемикачем В2, причому останній спрацьовує при переході від вимірювання тиску до вимірювання опорів.

Описи приладів для вимірювання слабких струмів (мікроамперметра і наноамперметри), виконаних на польових транзисторах, можна знайти в [2, 9].

Мал. 7. Прилад для вимірювання спалахів світла.

Простий, компактний і економічний прилад для вимірювання енергії одиночній спалаху світла (або серії спалахів світла) також може бути виконаний на польових транзисторах. Принципова схема такого приладу зображена на рис. 7 [10]. Розглянемо коротко його принцип дії. Коли світло падає на фотодіод Д3 опір останнього зменшується, і конденсатор С заряджається через діод Д3 до напруги, пропорційного загальної енергії падаючого світла. Із закінченням світлового імпульсу фотодіод Д1 повертається в початковий стан, і напруга на конденсаторі С замикає діод Д3, що запобігає розряд конденсатора С по цьому ланцюзі. Так як польові транзистори Т1 і Т2, включені з диференціальної схемою, мають високим опором, то напруга на конденсаторі С може бути виміряна без внесення помітних похибок.

Конденсатор необхідно вибирати з малим струмом витоку. Вибір ємності конденсатора залежить від рівня інтенсивності вимірюваних світлових імпульсів і їхньої тривалості. Для отримання хорошої лінійності конденсатор повинен заряджатися до напруги не більше 2-3 В.

Тумблер В3 підключає до схеми джерело живлення. Коли тумблер вимикають, то джерела відключають від схеми; одночасно конденсатор С розряджається через резистор R1 (опором 100 Ом), який підключається до загальної шині. В результаті схема повертається в початковий стан, після чого вона готова до вимірювання наступного світлового імпульсу. Стрілочний індикатор до проведення вимірювань встановлюється на нуль за допомогою балансуючого потенціометра «Уст. нуля », який регулює напругу, що подається на транзистори Т1 і Т2.

Розшірювачі ДІНАМІЧНОГО діапазону

Розшірювачі дінамічного діапазону (ДД) відновлюють Динамічний діапазон сигналу, Попередньо стиснений для Здійснення передачі або консервації програм с помощью прістроїв, что ма ють обмеження ДД. Найкращі результати можуть бути отримані в тому випадку, якщо процес розширення має взаємодоповнюючі характер по відношенню до початкового процесу стиснення. Тут мається на увазі перш за все взаімообратних амплітудних характеристик. Крім того, необхідно, щоб були узгоджені тимчасові характеристики процесів регулювання при стисненні і розширенні [6]. Практично ці вимоги важко здійснимі, тому на практиці використовується рівномірний розширення динамічного діапазону, т. Е. Коли амплітудна характеристика розширювача в логарифмічних координатах лінійна. Крім того, розширювач повинен вносити малі нелінійні спотворення, а рівень паразитних перешкод від регулювання і власних шумів зведений до мінімуму.

Використання польового транзистора в схемі розширювача ДД дозволяє істотно зменшити зміна постійної складової в процесі регулювання, що усуває такі недоліки, властиві ламповим розширювачі, як клацання, заїкання і ударні збудження.

У схемі розширювача А. Н. Ігнатьєва польовий транзистор Т2 (рис. 8, а) типу КП103Л використовується в якості резистора, керованого напругою. Для здійснення автоматичного регулювання коефіцієнта передачі на затвор транзистора Т2 подається регулююча напруга з фільтра R5C4 двухполуперіодного випрямляча (Д1-Д2).

Для встановлення робочої точки ПТ служить дільник R6, R7. Вибором резистора R7 можна домогтися такого режиму роботи схеми, при якому для сигналів, менших мінімального корисного, вона була замкнена. Тоді все перешкоди, що лежать нижче мінімального корисного сигналу, що не будуть прослуховуватися на виході.

При збільшенні вхідного сигналу зростає і регулююча напруга, яке включено «назустріч» постійного зміщення, що знімається з дільника R6, R7. При цьому керуюча напруга між витоком і затвором зменшується, що призводить до зменшення опору каналу ПТ, а в підсумку - до збільшення коефіцієнта передачі атенюатора. Необхідний діапазон розширення встановлюється за допомогою резистора R1. Для зменшення нелінійних спотворень тут доцільно використовувати польові транзистори з великими напруженнями відсічення.

Регулювальна характеристика розглянутого розширювача динамічного діапазону приведена на рис. 8, б; його основні технічні параметри такі:

Мінімальна вхідна напруга, мВ 1 Максимальна вхідна напруга, мВ 100 Мінімальна вихідна напруга, мВ 2,4 Максимальна вихідна напруга, В 2,4 Час спрацювання, мс 1 Час відновлення, з 0,2 Нерівномірність частотної характеристики в смузі 30 Гц-15 кГц не більше, дБ 1

Таблиця 4

Мал. 8. Расширитель динамічного діапазону.
а - принципова схема; б - регулювальна характеристика.

З регулювальної характеристики (рис. 8, б) видно, що розширювач динамічного діапазону дозволяє розширити діапазон вхідних сигналів з 40 до 60 дБ.

А.Г. Мілєхін

література:

1. Севін Л. Польові транзистори. М., «Радянське радіо», 1968.
2. Праників А. А., Топчілов Н. А., Колосовський О. В. Кремнієві польові транзистори КП102. - «Радіо», 1970, № 6.
3. Славський Р. Н. Активні RC- і RCL-фільтри і виборчі підсилювачі. М, «Зв'язок», 1966.
4. Маклюк М. І. Інженерний синтез і розрахунок активних RC-фільтрів. М., «Енергія», 1971.
5. Чаплик Н. Д. Фільтри інфранизьких і низьких частот в мікроісполненіі на польових транзисторах. - «Інтегральні схеми», вип. 4. Новосибірськ, 1973.
6. Есаков В. Ф., Кудрін І. Г., школи М. М. Автоматичне регулювання посилення в УНЧ. М., «Енергія», 1970.
7. Блок, Сміт. Реле часу на біполярних і польових транзісторах.- «Електроніка», 1969, № 11.
8. Акментиниш А. Вольтомметр на польових транзисторах. - «Радіо», 1971, № 6.
9. Уоррен Г., Бебкок Г. Портативний прилад для вимірювання концентрації озону, заснований на хемілгомінесценціі етілена.- «Прилади для наукових досліджень», 1970, № 2, с. 123.
10. Кернс М. Схема на польових транзисторах із запам'ятовуванням виміряного значення енергії світлових імпульсів. - «Електроніка», 1965, № 22.
11. Хьюлсман Л. П. Теорія і розрахунок активних RC-ланцюгів. М., «Зв'язок», 1973.
12. Технічний каталог. «Нові прилади. Польові транзистори. Гібридні інтегральні схеми ». М., Изд. ЦНДІ «Електроніка», 1974.
13. Топчілов Н. А. Гібридні лінійні мікросхеми з високоомним входом. - «Електронна промисловість», 1973, № 9.

BACK