Високоефективний компактний резонансний ZVS бруківці конвертер на основі 1200 В SiC-MOSFET

1. Потужні ізольовані DC / DC перетворювачі
2. Високочастотний бруківці ZVS LLC резонансний конвертер на базі 1200 В SiC MOSFET
3. Мостовий ZVS LLC резонансний 8 кВт конвертер на базі 1200 В SiC MOSFET
4. робочі режими
5. стан 1
6. стан 2
7. стан 3
8. експериментальні результати
9. епюри перемикання
10. Ефективність і теплові характеристики
11. * * *
12. Автор і література

Останнє покоління (C2M) карбідокремнієвих (SiC) приладів використано в конвертері з комутацією при нульовій напрузі (ZVS). Розроблений компанією Cree SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) застосований при проектуванні високочастотного мостового ZVS LLC резонансного DC / DC-перетворювача. Завдяки очевидних переваг SiC MOSFET, які мають меншу ємність переходу і низький опір відкритого каналу в порівнянні з кремнієвими (Si) приладами, резонансний перетворювач може працювати на більш високій частоті з більшою ефективністю, що дозволяє збільшити щільність потужності при використанні меншої кількості компонентів і зниження загальної вартості вироби.

Прототип конвертера потужністю 8 кВт розроблений для демонстрації можливостей SiC MOSFET по підвищенню продуктивності DC / DC-перетворювача, що працює в режимі м'якої комутації при максимальному измеренном значенні ККД 98,3%. Дані типи конвертерів можуть широко застосовуватися в трифазних промислових системах електроживлення. До них відносяться джерела живлення (ІП) телекомунікаційного обладнання і серверів, високовольтні системи постійного струму (HVDC), індукційні нагрівачі, а також зарядні пристрої електричних транспортних засобів (EV).

Потужні ізольовані DC / DC перетворювачі

В даний час в трифазних пристроях промислової електроніки середньої і високої потужності, таких як AC / DC ІП телекомунікаційних систем, в HVDC-системах, зарядний пристрій EV і т. Д., Використовуються, в основному, дві топології схем на основі кремнієвих ключів з « м'якої »комутацією. Вони застосовуються в ізольованих DC / DC-каскадах, розташованих після трифазного коректора коефіцієнта потужності (PFC), що має вихідну напругу постійного струму в діапазоні 600-800 В.

Перша топологія - трирівневий (ТL) DC / DC-перетворювач, показаний на рис. 1. Така схема, застосовувана для побудови DC / DC-перетворювачів з 1992 р [1], дозволяє зменшити рівень перенапруги на силових ключах. Головна перевага ТL DC / DC-конвертера полягає в тому, що в ньому можна використовувати послідовно соеди- ненние низьковольтні транзистори (наприклад, 600 В MOSFET) для комутації високого вхід-ного напруги постійного струму. У такому перетворювачі застосовується метод управління зі зрушенням фаз або резонансний метод для реалізації режиму «м'якого» перемикання.

Однак топологія ТL має деякі обмеження: по-перше, вона вимагає більш складного алгоритму управління, крім того, тут потрібні окремі драйвери, по крайней мере, для вось- ми використовуваних ключів. По-друге, в кожному плечі ТL-інвертора замість одного встановлені два з'єднаних послідовно транзистора, що веде до збільшення втрат провідності. По-третє, для забезпечення рівномірного розподілу напружень між ними необхідні фіксуючі діоди і джерела напруги, що компенсують розкид власних характеристик приладів. Напруга обмеження джерела одно амплітудному значенням напруги базового конвертера, яке становить половину від початкового рівня сигналу на ключах. І нарешті, при використанні двох послідовно з'єднаних транзисторів «мертвий час» між верхнім і нижнім плечем схеми має бути досить великим, щоб врахувати зміни таких параметрів приладів, як час наростання і спаду, а також час затримки включення / вимикання. Це обмежує частоту комутації на рівні не вище 200 кГц.

Ще однією розповсюдженою схемою на базі кремнієвих ключів є дворівневий DC / DC-перетворювач з чергується комутацією (інтерлівінгом), або послідовний конвертер з паралельним з'єднанням виходів, показаний на рис. 2. Вхідна напруга після ланцюга ККМ має нейтральну точку, що розділяє вхідний напруга на позитивну (+400 В DC) і негативну складову (-400 В DC). Два окремих дворівневих мостових DC / DC-конвертера з інтерлівінгом використані для перетворення високовольтного вхідної напруги в вихідний.

Завдяки малому рівню напруги (400 В DC) на ключах, в пристрої можна використовувати низьковольтні транзистори, наприклад 600-В Si MOSFEТ. Однак, так само як і трирівневий DC / DC-перетворювач, дворівневий конвертер з інтерлівінгом має складне управління і вимагає застосування великої кількості незалежних драйверів.

Крім того, при наявності на вході двох мостових, послідовно включених перетворювачів дотримання балансу між позитивним і негативним напругою особливі методи управління, в іншому випадку може виникнути перевантаження одно- го з мостових каскадів. Для вирішення цієї проблеми існують різні «обхідні шляхи», однак це збільшує вартість і ускладнює конструкцію пристрою [2]. На закінчення відзначимо основні недоліки розглянутих топологій схем:

• складний алгоритм управління, складна реалізація схеми управління;
• необхідність забезпечення балансу між вхідним (первинним) і негативним напругою;
• потрібна більша кількість компонентів;
• Проте висока надійність

Високочастотний бруківці ZVS LLC резонансний конвертер на базі 1200 В SiC MOSFET

Транзистор C2M siс MOSFEТ (1200 В, 160 мОм) від Cree використаний при розробці високо частотного дворівневого однофазного ZVS LLC резонансного перетворювача, показаного на рис. 3. Завдяки високій блокує здібності, великій швидкості комутації і малим втрат застосування карбідокремнієвих приладів дозволяє спростити топологію схеми і використовувати один мостовий каскад для створення ізольованого DC / DC перетворювача з високим вхідним напругою.

Таблиця 1.

Порівняння параметрів MOSFET в корпусі TO 247 Параметр SiC MOSFET C2M0160120D Si MOSFET SPW47N60CFD Si MOSFET IPW65R110CFD Напруга пробою @ Tjmax, в 1200 650 650 Rdson @ Tc = +110 ° C, Ом 0,22 0,14 0,19 Ciss @ f = 1 МГц, VDS = 100 B, пФ 527 7700 3240 Coss @ f = 1 МГц, VDS = 100 B, пФ 100 300 160 Crss @ f = 1 МГц, VDS = 100 B, пФ 5 10 8 Td (on), затримка включення , нс 7 (VDD = 800 B) 30 (VDD = 400 B) 16 (VDD = 400 B) Td (off), затримка включення, нс 13 (VDD = 800 B) 100 (VDD = 400 B) 68 (VDD = 400 B) Qg, типове значення, нКл 32,6 248 118 trr, інтегральний діод, нс 35 210 150 Qrr, інтегральний діод, мкКл 0,12 2 0,8 Таблиця 2. Порівняння основних параметрів перетворювачів на базі SiC MOSFET і Si MOSFET параметр Дворівневий -мост, SiC MOSFET, 260 кГц Трирівневий Н-міст, Si MOSFET, 130 кГц Дворівневий Н-міст з інтерлівінгом, Si MOSFET, 130 кГц MOSFET С2М0160120D, 8 шт. SPW47N60CFD, 16 шт. SPW47N60CFD, 16 шт. Трансформатор Lm PQ6560, 1 шт. PQ5050, 2 шт. Резонансний дросель, Lr PQ3535, 1 шт. PQ3535, 2 шт. Резонансна ємність Cr, нФ 25 35 Драйвер MOSFET 4 шт. 8 шт. Трансформатор драйвера 2 шт. 4 шт. Фіксують діоди Немає 4 шт. Немає Ланцюг балансування немає Є

У таблиці 1 наведено порівняння параметрів MOSFET різного типу в корпусі ТО-247, включаючи SiC MOSFET (1200 В, 160 мОм) і високопродуктивний Si MOSFET з робочою напругою 650 В. Опір відкритого каналу (R dson = 160 мОм) карбідокремнієвих ключа при температурі + 110 ° C більше, ніж у 650-В кремнієвого транзистора. У трирівневої схемою на базі Si MOSFET необхідно розглядати два шляхи комутації струму в порівнянні з простою дворівневої бруківці топологією із застосуванням SiC MOSFET. В результаті загальне значення R dson карбідокремнієвих транзистора може виявитися менше, відповідно, менше будуть і втрати провідності в порівнянні з кремнієвими приладами. Застосування 1200 В SiC-MOSFET обеспе- чивает наступні переваги в мостовій схемі з «м'якою» комутацією:

• Низьке значення паразитних ємностей C iss, C oss, C rss гарантує карбідокремнієвих приладів високу швидкість комутації і зниження втрат виключення, тому вони мають кращі динамічні характеристики і більше підходять для використання в високочастотних перетворювачах частоти.
• Менший час відновлення t rr і заряд зворотного відновлення Q rr вбудованого діода сприяють зниженню комутаційних втрат і електричних перешкод завдяки малому часу зворотного відновлення.
• Малий час затримки включення і виключення дозволяє зменшити величину «мертвого часу», це, в свою чергу, знижує втрати провідності і втрати в обмотках, що підвищує ефективність роботи перетворювача.
• Низька величина заряду затвора Q g позво- ляет знизити потужність розсіювання драйвера на високих частотах перемикання.

Завдяки малим паразитних ємностей SiC-ключів можна зменшити величину «мертвого часу», що дозволяє знизити енергію намагнічування при ZVS-комутації. Це дозволяє використовувати маленьку резонансну ланцюг з низькою індуктивністю намагнічування Lm для розряду паразитної ємності SiC MOSFET. У схемі з SiC-транзисторами резонансна частота може бути вдвічі більше, ніж зі звичайними кремнієвими ключами. На рис. 4 показані передавальні характеристики для різних резонансних ланцюгів при збільшенні частоти резонансу fr зі 130 кГц до 260 кГц. Параметри контуру змінюються від L m = 150 мГн, L r = 35 мкГн і C r = 40 нФ до L m = 100 мкГн, L r = 15 мкГн і C r = 25 нФ. Для формування меншого резонансного контуру можна використовувати пасивні компоненти з меншими номіналами і вартістю.

Мостовий ZVS LLC резонансний 8 кВт конвертер на базі 1200 В SiC MOSFET

Для порівняння характеристик двох топологій схем був розроблений дворівневий ZVS LLC резонансний конвертер потужністю 8 кВт із застосуванням SiC-ключів.

У таблиці 2 дано порівняння основних пара- метрів схем на основі кремнієвих і карбідокремнієвих приладів. При використанні SiC MOSFET і високою резонансної частоти (260 кГц) резонансний контур виходить маленьким, відповідно, в ньому використані менші номінали компонентів. Крім того, це рішення виявляється більш простим у порівнянні з конвертером на Si MOSFET з частотою резонансу 130 кГц. В результаті вартість системи з високою резонансною частотою на основі 1200 В SiC-MOSFET може бути знижена.

робочі режими

Оскільки резонансний LLC контур має частотну модуляцію, конвертер може працювати в трьох станах в залежності від вхідної напруги і струму навантаження.

стан 1

На резонансній частоті (fs = fr) на кожному напівперіод відбувається передача повної енергії, при цьому половина періоду резонансу завершується в момент перемикання напівхвилі. В кінці процесу комутації струм резонансного індуктора I Lr дорівнює току намагнічування I Lr, а струм випрямляча наближається до нуля. Резонансний контур має одиничний коефіцієнт посилення і найкращі умови роботи при оптимальній ефектив- ності, тому коефіцієнт трансформації вибирається таким чином, щоб преобразо- ватель використовувався при номінальних вели чинах вхідного Vin і вихідного Vout напря- вання. У нашому випадку потужність складає 8 кВт, номінальне значення V in = 700 В DC, V out = 270 В DC.

стан 2

На частотах вище резонансної (fs> f r) на кожному напівперіод передається тільки частина потужності, оскільки, на відміну від стану 1, резонансний напівперіод тут не завершений і перерваний початком другого напівперіоду циклу перемикання. В результаті у первинного MOSFET збільшуються втрати виключення, а випрямні діоди на виході працюють в режимі жорсткої комутації. При цьому перетворювач функціонує при підвищеному вхідній напрузі, тому необхідне використання понижуючого режиму роботи. Для нашого випадку конвертера потужністю 8 кВт це відбувається при вхідній напрузі в діапазоні 700-750 В DC.

стан 3

На частотах нижче резонансної (fs <fr) на кожному напівперіод передається повна потужність. У момент часу, коли резонансний напівперіод завершується і ток резонансного індуктора I Lr досягає величини струму намагнічування, він переходить в опозитний діод, і цей процес триває до кінця напівперіоду. При цьому у силового ключа підвищуються втрати провідності через циркуляції комутованою енергії, вихідні діоди працюють в ZCS-режимі. Конвертер знаходиться в такому з- стоянні при зниженні вхідної напруги, тому потрібно використання підвищує режиму роботи. У нашому випадку це про- виходить при V in в діапазоні 700-650 В DC.

В даному стані можливий додатковий режим, коли резонансний струм I Lr стає рівним току намагнічування I Lm, що викликає його циркуляцію у вхідному каскаді. Це створює циркулюючі втрати провідності, однак даний режим не спостерігається в описаних вище станах 1 і 2. На рис. 5 показані режими роботи SiC MOSFET в режимі 3. У станах 1 і 2 відбувається майже те ж саме, але без режиму циркуляції між моментами t 2 - t 3 і t 5 - t 6. Тут L m являє собою еквівалентну індуктивність намагнічування трансформатора Т 1.

Нижче описані режими для позитивної напівхвилі t 0 - t 3, негативна полуволна t 3 - t 6 симетрична:

1. В період часу t 0- t 1 за умови, що Q 2 / Q 3 відключаються в момент t 0, первинний струм тече в зворотному напрямку. До того як Q 1 / Q 4 включаться на короткий час, струм проходить через інтегральні діоди Q 1 / Q 4. Амплітуда струму резонансного індуктора I Lr перевищує струм намагнічування ILm. Верхня котушка трансформатора Т 1 забезпечує вихідний струм в навантаження через діод DR1. Інтегральні діоди знаходяться в стані провідності до відмикання Q 1 / Q 4, і вони можуть досягти умови включення в режимі ZVS. Струм тече в зворотному напрямку через SiC MOSFET Q 1 / Q 4 при його відмиканні, що відповідає режиму роботи в 3 квадраті. Завдяки невеликій паразитної ємності схема з SiC MOSFET може працювати при меншому значенні «мертвого часу» і меншому циркулюючому струмі в первинному ланцюзі, що дозволяє підвищити ефективність.
2. У період t 1 t 2 (момент часу t 1) струм резонансного індуктора I Lr прагне до нуля і дозволяє первинного струму IP проходити у зворотному напрямку. В результаті він тече в прямому (нормальному) напрямку через транзистори Q 1 / Q 4. Струм резонансного індуктора I Lr підтримується на рівні, що перевищує струм намагнічування I Lm. Верхня котушка трансформатора Т 1 забезпечує вихід-ної струм в навантаження через діод DR1.
3. В період часу t 2 - t 3 резонансний струм I Lr стає рівним I Lm, в результаті чого діоди DR1 і DR2 блокуються. Індуктивності L rи L m починають резонувати з ємністю Cr для розряду З 2 / З 3 і за- ряду З 1 / C 4 для формування майбутньої негативної напівхвилі, потім процес переходить до наступної симетричною негативній напівхвиль (t 3 t 6).

експериментальні результати

На базі siс MOSFET був розроблений прототип мостового ZVS LLC резонансного конвертера потужністю 8 кВт. Діапазон вхідної напруги 650-750 В DC, вихідна напруга 270 В DC, ток 30 А. Цільове значення ККД 98% при резонансної частоті 260 кГц. Зовнішній вигляд прототипу розміром 8 × 12,5 × 3,5 "показаний на рис. 6, щільність потужності при таких габаритах перевищує 35 Вт / дюйм 3. Кожен силовий ключ містить два паралельних SiC MOSFET C2M0160120D, вихідні діоди DR1 і DR2 - SiC C3D16060D (два в паралель на прилад).

На рис. 7 наведено розподіл втрат конвертера при повному навантаженні 8 кВт, вхідному номінальній напрузі 700 В і вихідному 270 В. На діаграмі рис. 7а по казани втрати siс MOSFET в запропонованій схемі дворівневого мостового ZVS резонансного перетворювача (рис. 3), на рис. 7б - втрати Si MOSFET в трьохрівневому конвертері (рис. 1). У другому випадку силової ключ складається з двох паралельних транзисторів SPW47N60CFD.

Незважаючи на те, що резонансна частота в схемі з SiC (260 кГц) в 2 рази вище, ніж у конвертера на основі кремнієвого ключа, розрахунок показує, що загальні втрати siс MOSFET на 10 Вт менше, ніж у Si MOSFET. З урахуванням менших магнітних компонентів сумарні втрати перетворювача siс MOSFET можуть бути нижче на 20 Вт. Цільове значення ККД конвертера на базі siс MOSFET при повному навантаженні 98%.

епюри перемикання

На рис. 8 і 9 наведені епюри перемикання при повній (8 кВт) і мінімальному навантаженні (400 Вт) і при різних значеннях V in: 650, 700 і 750 В. Показані осцилограми напруги на резонансному контурі V ab (зелений) і резонансний струм I Lr ( жовтий). При номінальній вхідній напрузі 700 В первинний струм I Lr має чисту синусоїдальну форму з частотою комутації fs = fr = 260 кГц, при цьому досягається оптимальна продуктивність і ефективність. Мінімальна частота перемикання fs = 200 кГц спостерігається при V in = 650 В і повної потужності навантаження (8 кВт), максимальна частота fs = 410 кГц буде при V in = 750 В і малому навантаженні (400 Вт). Частота комутації регулюється в межах 200-410 кГц для підтримки на виході постійної величини V out = 270 В при зміні вхідної напруги 650-750 В.

Ефективність і теплові характеристики

На рис. 10 наведені виміряні значення ККД, а також показано розподіл тепла в критичних зонах конвертера. Відповідно до графіків, при вхідній напрузі 700 В максимальна ефективність спостерігається при 60% -й навантаженні. Величини ККД 98,3 і 98,1% на повному навантаженні узгоджуються з розрахунковими значеннями втрат, наведеними на рис. 7. При V in = 650 В через циркулюючих втрат провідності в періоди часу t 2 - t 3 і t 5 - t 6 ККД нижче, ніж при V in = 700 В. При вхідній напрузі 750 В через підвищення частоти перемикання і роботи DR1 і DR2 в режимі жорсткого перемикання ефективність перетворення виявляється менше, ніж в інших розглянутих випадках.

Віміряні значення ККД узгоджуються з попередня оцінкою Величини Втрата. Теплові характеристики аналізувалися при V in = 700 В і повному навантаженні (8 кВт) після години постійної роботи. У нашому тесті для охолодження трансформатора Т 1 і дроселя L r використовувався тільки один вентилятор потужністю 12 Вт. Радіатор SiC MOSFET працює майже без примусової вентиляції, однак температура транзистора і теплостока не перевищує +60 ° С. Найбільший нагрів в прототипі спостерігається на трансформаторі Т1 і дроселі L r. Для виготовлення сердечника трансформатора і індуктора використаний популярний не- дорогий феррит РС95. Застосування спеціальних феритів з низькими втратами дозволяє знизити нагрів моткових виробів і підвищити загальну продуктивність.

* * *

У статті наведено приклад використання 1200 В SiC-MOSFET в резонансному перетворювачі з м'якою комутацією. Випробування ZVS LLC резонансного конвертера потужністю 8 кВт довели, що застосування карбідокремнієвих транзисторів допомагає спростити конструкцію високовольтного ізольованого DC / DC-перетворювача з високою продуктивністю.

Автор і література

Автор: Валерія Смирнова

[email protected]

література:

1. JR Pinheiro and I. Barbi. The three-level ZVS PWM converter - A concept in high-voltage DC-to-DC conversion. // Proc. IEEE IECON. Одна тисяча дев'ятсот дев'яносто две.
2. Jong-Pil Lee etc. Input-Series-Output-Parallel Connected DC / DC Converter for a Photovoltaic PIECES with High-Efficiency under a Wide Load Range // Journal of Power Electronics. 2010. Vol. 10, № 1.
3. C2M0160120D Datasheet. Cree Inc.
4. Jimmy Liu etc. Increase Efficiency and Lower System Cost with 100 kHz, 10kW Silicon Carbide (SiC) Interleaved Boost Circuit Design // PCIM Europe. 2013.